BTC11v0開關電源

A. 5v200w電源怎麼維修

接修一批LED顯示屏專用開關電源——CLA-200-5型誠聯開關電源（5V/ 40A）。觀察該開關電源（見附圖，根據實物繪制），結構簡單，無副電源，無過多保護控制電路，通電自啟動。具體分析如下：
電阻R4A（150K）、R4B（150K）、R7（2.7K）以及R8A（150K）、R8B（150K）、R9（2.7K）構成Q1（2SC2625）、Q2（2SC2625）的偏置電路。通電瞬間，Q1、Q2的靜態工作點已經建立，300V直流電在對C6、C5充電的同時，另一路經Q1、推動變壓器T2的3～5繞組、主電源開關變壓器T1的1～2繞組、振盪電容C7（2.2μ/400V），回到C6的負極。在此期間，T2的3～5繞組產生的感應電動勢通過3～4繞組同相作用於Q1的b極，形成正反饋，使Q1加速導通；反之，Q2的b極則屬負反饋，快速截止，因此防止了由Q1、Q2構成的單橋臂直通故障。同樣在此期間，一旦主電源開關變壓器T1次級的⑤～⑥繞組，經D9（FR107）、D10（FR107）整流出超過7V的電壓，IC1（KA7500B）即開始工作，其⑧、11腳輸出相位差180°的脈寬調制信號，輸出頻率為其⑤、⑥腳外接定時阻容元件C14、R20的振盪頻率的一半，去控制與推動管Q3、Q4的c極相連接的T2次級繞組的激勵振盪。IC1的13腳（輸出方式控制端）接穩壓+5V (由IC1內部14腳穩壓輸出+5V電壓)，決定了脈寬調制器為並聯推挽式輸出。此後，T2初級它激振盪產生的感應電動勢繼續作用於T1主電源開關變壓器的初級繞組，從T1次級3、4繞組整流輸出＋5V電壓，供負載使用（見附圖）。D15（1N4148）、D16（1N4148）以及C13（4.7μ/50V）用於抬高推動管Q3（C1815）、Q4（C1815）的e極電平，使Q3、Q4的b極有低電平脈沖時能可靠截止。
電源過載或短路保護電路，由Q5（C1815）、R26、R27、R28、D17組成，連至IC1的4腳。當電源過載或短路時，＋5V輸出電壓大幅降低，Q5 的b極為低電平，c極呈現高電平，經D17傳至IC1的4腳，當上升的電壓超過3V時，關閉IC1⑧、11腳的脈寬調制電壓輸出，使T2推動變壓器、T1主電源開關變壓器停振，＋5V輸出電壓消失，電源處於待機狀態（一旦保護，需重啟電源才能工作）。而由電阻R29、R30、R31、電位器RW（1K）組成了輸出電壓控制及微調電路，連至IC1的1腳。電路中IC1各引腳電壓（空載）見附圖所標注，供以後維修時參考。以下為該電源典型故障實例匯總。
故障實例1：打開電源金屬外殼，發現主濾波電容C5、C6鼓頂（損壞原因是錯加380V交流電所致），但測量保險絲（FUSE）未熔斷（見附圖）。在路測量Q1、Q2未擊穿，更換C5、C6後（更換過程中，用無水酒精清洗過該處線路板），試通電，LED指示燈亮起綠光，測量+5V輸出端電壓為5.1V，基本正常。但用數字表的200V擋測量C6兩端電壓為166V，C5兩端電壓為127V，分壓很不均衡。懷疑與Q1、Q2的導通狀態有關，快速測量Q1、Q2兩基極的驅動電壓，均為－0.24V（空載）。拆掉Q1、Q2及C7後又加電，測量C5、C6分壓仍不正常。斷開隔離平衡電阻R1、R2的一腳，測量其阻值均為150K，至此，問題只能出在C5、C6兩元件了。直接更換C5（因該電容分壓值較小，有輕微擊穿短路的可能），問題依舊，更換C6後，再測兩電容分壓均為148V。恢復以上所有元件，加電測試各項參數正常，開關電源修復。
事後對比測量換下的「問題電容」C6，發現指針式萬用表的R×100擋擺動幅度並無明顯差別，只是兩種電容的頂部封裝及引腳長度略有不同，由此說明C5、C6的更換必須使用同一批次元件。
故障實例2：打開電源金屬外殼，仔細觀察電源板上各元件無明顯燒焦、變色及變形等外狀。在路測量Q1、Q2未擊穿，保險絲完好。試加電，LED指示燈不亮。快速測量主濾波電容C5、C6兩端無300V左右的直流電壓；而電源互感濾波器LF1的輸入端有交流220V（見附圖），輸出端則無。斷電後檢查出LF1的輸出端引腳焊盤內部接觸不良，銼刀打磨補焊後故障排除。因LED顯示屏處於長期工作狀態，開關電源元件引腳脫焊也較常見。實際維修中，要注意補焊LF1。
故障實例3：打開電源金屬外殼，在路測量保險絲完好，但Q1、Q2已擊穿，同時發現推動變壓器T2 的初級一側引腳焦黃，經測量T2初級1～2繞組斷路（見附圖）。從其它相同型號廢舊電源板上拆下T2替換，同時在路檢測D4至D7正常、加速電容C10（1μ/50V）、C11（1μ/50V）外觀完好，再將Q1、Q2換新。試加電，綠燈亮起，測量+5V輸出端電壓為5.1V ，C5、C6兩主濾波電容分壓均衡，開關電源修復。
因T2 初級1～2繞組與地直連，在Q2擊穿損壞的同時，過高的直流電壓極有可能通過R11（1.8Ω/0.5W），又反向擊穿C11（短暫性擊穿，可恢復），加至初級1～2繞組上，使其瞬間過流燒斷。因此在實際檢修中，T2初級1～2繞組也不能放過。
故障實例4：打開電源金屬外殼，在路測量保險絲完好，Q1、Q2未擊穿，主電容 C5 略顯鼓頂。補焊LF1的引腳後，試加電，指示燈不亮，用數字表測量+5V輸出端電壓為0，又快速測量C5、 C6兩端分壓正常。正納悶時，維修台燈閃了一下，電源主板發出過短暫的「嘶嘶」聲。斷電後，測量Q1、Q2已擊穿，保險絲FUSE（4A）熔斷。將C5、C6換新，拆下Q1、Q2暫不更換，逐一檢測與Q1、Q2相關的分壓電阻均無問題。試加電，測量C5、 C6兩端分壓正常，R7（2.7K）、R9（2.7K）上壓降均為1.3V，基集分壓電路正常。將Q1、Q2換新後恢復到電路中，但將其C極引腳懸空；試加電，測量Q1、Q2的基集電壓均為0.55V。斷電，將Q1、Q2 的 C極引腳補焊，預先把數字表指針連至+5V輸出端，再加電，只見數字表上「5V」數字一閃便降為「0V」。趕緊斷電，測量Q1、Q2未擊穿。在路測量過載或短路保護控制三極體Q5未擊穿，T2推動變壓器次級的Q3、Q4正常。考慮到每次加電測試均為空載狀態，主電源開關變壓器T1次級自身短路的可能性較大。用數字表的兩指針交換測量 T1次級整流管 D18、D19兩端阻值均為0，而正常電源板上T1次級整流管 D18、D19兩端阻值約為47Ω（因為+5V輸出接有負載電阻R34，見附圖）。分別斷開D18、D19的一腳，測量發現D18反向擊穿。從同型號廢舊電源板上拆下D18替換，再加電，綠燈亮起，接大功率風扇負載運行正常，電源徹底修復。

B. 開關電源作用有哪一些什麼情況下比較適合用開關電源

電源裝置是電子電氣設備中所不可缺少的部件，開關電源以其效率高、體積小、重量輕、電壓適應性好等優點，受到相關行業的青睞。但目前存在的缺陷是電磁騷擾大，對環境或對其他設備造成不利影響。目前對於可變負載的開關電源，筆者所了解到的產品最低輸出雜訊電壓也在70 mv以上。設計低電磁騷擾的開關電源，也就成了許多設計人員的希望，為此提出了種種方法。本例設計要點不同於常規技術，而是採取了從源頭上對電磁雜訊進行消除，再結合一些常規措施。將電源輸出埠的雜訊電壓降至20 mv以下，顯著提高開關電源的電磁兼容性指標。
開關電源電路結構與降噪原理（有一個電氣以及變壓器知識都蠻好的地方，你可以去了解一下。去查一下 浙江埃莫森電氣 ，浙江埃莫森電氣 有不少好的電氣資料。）
該開關電源的設計目標是穩定20 v輸出，輸出電流0～2 a可變，用於音響系統。為了突出降低電磁雜訊的處理技術，簡化電路，用單片開關電源晶元top224y進行設計。top224y內部已包含了pwm調制所需的所有電路以及激勵管輸出，由它激勵變壓器，開關頻率為100 khz，內部mos激勵管的耐壓為700 v，輸出功率小於45 w。電路如圖1所示，該電路可以獲得更大的輸出功率，只需更改部分器件。圖1中左邊的電路r1，l1，d1，c1至c7是常規的共模濾波和整流電路，獲取約300 v的直流電壓供dc-dc變換電路使用；最右邊電路l5，c11等是普通的lc濾波電路；ic2，d8，r9，r10組成電壓反饋電路，形成閉環結構，穩定電源輸出電壓；中間部分是dc-dc變換器，降雜訊的關鍵是對這一部分的電路進行適當處理。

C. 反激開關電源LC濾波

這個圖是你自己畫的？
電容的額定電壓是怎麼取值的？ 是峰值的 1.5-2倍。
C11 上基本就是直流了，峰值就是 12V 了， 取值是 18-24之間，沒有正好合適的，就取值 25V 或者稍微大的 50V，

C9 怎麼取值呢， 先算一下峰值 -峰值 根號2 X 12V =16.968，
取值 1.5-2 倍 就是 25.452 V - 33.936V， 直接 取50V， 你知道濾波一下 電壓會上升1.2-1.4倍， 你的16V 電容一上去 立刻就爆炸。
C12 可以，

D. 跪求此開關電源原理

這個圖確實不規范，C12接反了，插電就「放煙花」。這個圖大概的原理是：4、5腳輸入交流電，經保險絲、互感濾波電路給D1~D4組成的橋式整流電路整流後變成脈動的直流電，再經C12（畫反了，正極應該朝下）濾波變成很平滑的直流電壓；在這里電壓分兩路，一路經啟動電阻R8、R10、R11給5M0365R厚膜IC提供啟動電壓，一路經熱敏電阻NTC到開關變壓器的主繞組（貌似樓主畫錯了）。5M0365R得到啟動電壓後內部開關管導通，主繞組有電流流過，產生感應電動勢，和主繞組一邊的另一個反饋繞組會感應到一個感應電壓，感應電壓經D6反饋回來經R10給5M0365R提供更大的電壓和電流，使其內部的開關管導通程度加大，流過主繞組的電流加大，產生的感應電動勢加大（楞次定律），反饋繞組感應到的電壓增大，並最終使開關管達到飽和。由於開關管飽和後，流過它的電流不再變化，所以流過主繞組的電流不再變化，根據楞次定律，流過電感線圈的電流為恆定值或為0時是不會產生感應電動勢的，所以組繞組的感應電動勢消失，反饋繞組沒有感應電壓，所以流過D6的電壓會慢慢下降，這時又是一個正反饋過程，由於反饋繞組的電壓開始下降，就意味著IC內部的開關管基極電流開始下降，那麼它的集電極電流也開始下降，根據楞次定律，流過電感線圈的電流突變時，電感線圈就會產生一個感應電流阻礙它變化。也就是說，當流過主繞組的電流減小時，主繞組會產生一個感應電流阻礙它減小，那麼這時在主繞組上會產生一個反向電動勢，這個反向電壓很高，如果輸入的是220V的交流電的話，這個反向電壓可以達到1000V（瞬間高壓，專業術語叫「尖峰脈沖電壓」），這對於開關管來說是很危險的，所以電路設計了由D7、R9、C11組成的尖峰脈沖吸收電路來吸收掉這個高壓，從而保護了開關管。主繞組產生的這個反向電動勢，同樣會被反饋繞組感應到，也就是說反饋繞組上的電壓變成了負電壓，這時流過D6的電流和壓會急劇下降，甚至變成負電壓（這就是為什麼開關電源起振後基極變成負電位的原因），這時開關管截止。
開關管截止後主繞組又沒電壓了，反饋繞組也沒有感應電壓了，那開關管再次導通靠什麼呢？就是靠那三個啟動電阻了，從整流濾波來的電壓使開關管又開始慢慢導通，重復上面的過程，那麼開關電路就開始振盪，次級線圈也會感應到電壓，感應的電壓經雙向整流二極體STPS2045CT整流，L1、C1濾波後輸入低壓直流電。
最後還有就是自動穩壓控制電路了，是由光耦（樓主畫錯了）、三極體、電位器等元件組成，這個電路，三極體的基極那裡可能畫錯了。它的大概原理是如果輸出電壓有變化（升高或降低），過三極體的電流就會有變化，那麼光耦的亮度也會有變化，流過光耦的電流也會有變化，光耦是連到厚膜IC的，那麼這個變化會控制內部開關管的導通時間，從而控制輸出電壓保持穩定。邏輯關系是，以輸出電壓升高為例：輸出電壓升高——流過三極體的C極電流增大——光耦內部的發光二極體變亮——光耦另一半的光敏三極體CE極電流增大——厚膜IC內部的開關管B極電流減小——開關管導通時間縮短——輸出電壓下降。輸出電壓下降的情況，樓主可以自己分析一下。
看在在下打了差不多一個鍾的字的份上，沒功勞也有苦勞，希望樓主採納，謝謝！有問題可以發郵件給我：[email protected]。

E. 開關電源中開關變壓器原級繞組引腳反接會有影響嗎

變壓器飽和

變壓器飽和現象

在高壓或低壓輸入下開機(包含輕載，重載，容性負載)，輸出短路，動態負載，高溫等情況下，通過變壓器(和開關管)的電流呈非線性增長，當出現此現象時，電流的峰值無法預知及控制，可能導致電流過應力和因此而產生的開關管過壓而損壞。

對這款FSQ0170RNA晶元，電感電流控制是以Vfb為參考電壓的，Vfb電壓的波形與電感電流的包絡成正比。控制Vfb的上升時間即可控制電感包絡的上升時間，即增加傳遞能量的時間。

IC的OCP功能是檢測Vfb達到Vsd(如6V)實現的。所以要降低Vfb斜率，就可以延長Vfb的上升時間。

輸出電壓未達到正常值時，如果反饋腳電壓Vfb已經上升到保護點，傳遞能量時間不夠。重載、容性負載啟動時，輸出電壓建立較慢，加到光耦電壓較低，通過光耦二極體的電流小，光耦光敏管高阻態(趨向關斷)的時間較長。IC內部電流源給與反饋腳相接的電容充電較快，如果Vfb在這段時間內上升到保護點(如6V)，MOSFET將關斷。輸出不能達到正常值，啟動失敗。

解決辦法：

使輸出電壓達到正常值時，反饋腳電壓Vfb仍然小於保護點。使Vfb遠離保護點而緩慢上升，或延長反饋腳Vfb上升到保護點的時間，即降低Vfb的上升斜率，使輸出有足夠的時間上升到正常值。

A.增大反饋電容(C9)，可以將Vfb的上升斜率降低，如圖所示，由D線變成A線。但是反饋電容太大會影響正常工作狀態，降低反饋速度，使輸出紋波變大。所以此電容不能變化太大。

B.由於A方法有不足，將一個電容(C7)串連穩壓管(D6，3.3V)並聯到反饋腳。此法不會影響正常工作，如B線所示，當Vfb<3.3V時，穩壓管不會導通，分流。上升3.3V時，穩壓管進入穩壓狀態，電容C7開始充電分流，減小後續Vfb的上升斜率。C。在431的K-A端並聯一個電容(C11)，電源啟動時，C11電壓較低，並由光耦二極體和431的偏置電阻R10進行充電。這樣光耦就有較大電流通過，使光耦光敏管阻抗較低而分流，Vfb將緩慢上升，如C線所示。R10×C11影響充電時間，也就影響輸出的上升時間。

注意點：

1)增加反饋腳電容(包括穩壓管串電容)，對解決超大容性負載問題作用較小；

2)增大峰值電流限流點I_limit，同時也增加了穩態下的OCP點。需要在容性負載，輸入最低情況下檢查變壓器是否會飽和；

3)如果要保持限流點，須使R10×C11更大，但在超大容性負載(10000uF)情況下，可能會增加5Vsb的上升時間超過20mS，此法需要檢查動態響應是否受太大影響；

4)431的偏置電阻R10太小，431並聯的C11要更大；

5)為了保證上升時間，增大OCP點和增大R10×C11方法可能要同時使用。

空載、輕載輸出反跳

現象：在輸出空載或輕載時，關閉輸入電壓，輸出(如5V)可能會出現如下圖所示的電壓反跳的波形。

原因：輸入關掉時，5V輸出將會下降，Vcc也跟著下降，IC停止工作，但是空載或輕載時，巨大的PC電源大電容電壓並不能快速下降，仍然能夠給高壓啟動腳提供較大的電流使得IC重新啟動，5V又重新輸出，反跳。

解決方法：

在啟動腳串入較大的限流電阻，使得大電容電壓下降到仍然比較高的時候也不足以提供足夠的啟動電流給IC。

將啟動接到整流橋前，啟動不受大電容電壓影響。輸入電壓關斷時，啟動腳電壓能夠迅速下降。

北京穩固得電子主要設計、製造AC/DC、DC/DC、DC/AC模塊化開關電源變換器。產品在技術及品質上具備較強的競爭優勢，廣泛應用於郵電通信設備、基站及用戶電源系統、監控系統、鐵路信號、電力系統、醫療設備、儀器儀表、工業自動化控制及航空航天、軍工等領域。

F. 開關電源的作用

開關電源的作用是將一個位準的電壓，透過不同形式的架構轉換為用戶端所需求的電流或電壓。

開關電源利用的切換晶體管在全開模式（飽和區）及全閉模式（截止區）之間切換，這兩個模式都有低耗散的特點，切換之間的轉換會有較高的耗散，但時間很短，因此比較節省能源，產生廢熱較少。開關電源本身是不會消耗電能的。

開關電源的高轉換效率是其一大優點，而且因為開關電源工作頻率高，可以使用小尺寸、輕重量的變壓器，因此開關電源也會比線性電源的尺寸要小，重量也會比較輕。

(6)BTC11v0開關電源擴展閱讀

原理

開關電源利用了脈沖寬度調制原理，控制方式是對逆變電路開關器件的通斷進行控制，使輸出端得到一系列幅值相等的脈沖，用這些脈沖來代替正弦波或所需要的波形。

在輸出波形的半個周期中產生多個脈沖，使各脈沖的等值電壓為正弦波形，所獲得的輸出平滑且低次諧波少。按一定的規則對各脈沖的寬度進行調制，既可改變逆變電路輸出電壓的大小，也可改變輸出頻率。

G. 此KA7500的開關電源屬於哪種拓撲

這是最常見的半橋開關電源電路，KB7500，其實就是日版的TL494，和TL494直接可以互換
對於電路，如果你做產品，給你點建議：
1：D1D2改為FR107
2：ZD1 ZD2 不要用穩壓管，用FR107，否則容易壞
3：驅動管C1815要用日本東芝原裝的管子，國產的真的不行！雖然價格低了5倍。
4：R4 R13用2.7K電阻，你的2.6K電阻不好買
5：C11用1UF的，不要用4.7UF的，這個說不上理由，但是我見過的都是1UF的，我見過不少於50萬這種開關電源

H. BTz52c11是什麼二極體

其實二極體就是一種設備所運行的管道。

I. 開關電源整流300V正常，無電壓輸出，震盪電路不工作

看一下C26，可以用替換法試試。然後再重點查D4、D5、C22、R10、R15這幾個原件。

J. 如何實現單片開關電源的設計

1 用TOPswitch—GX設計的250W開關電源
TOPSwitch—GX設計的250W開關電源電路如圖1所示。直流電壓經變壓器的原邊加到TOPSwitch—GX的漏極D；頻率選擇端F 和極限電流設定端X與源極S相連，則該兩端的功能都沒用，即不從外部設定極限電流，內部自動設定自保護電流ILIMIT，開關工作頻率為132K；控制極和光耦LTV817相連，接受反饋信號以實現對內部集成的高壓功率MOS管占空比的控制；線路檢測端L通過一2MΩ的電阻和直流高壓輸入的正端相連以實現過壓、欠壓線電壓前饋的線電壓檢測。整個電路為單端反激式，TOPSwitch—GX為開關集成穩壓器，反饋電路主要有光耦LTV817和與之串連的三個穩壓二極體構成。電容C1為高頻濾波電容；瞬態電壓抑制器P6KE200和超快恢復二極體BYV26C構成鉗位電路，並在其中串入RC吸收電路（由 R2，R3和C6組成），這樣除了可以吸收部分漏感中的能量以外，還可將電壓鉗位在200V，可使開關電源在啟動或過載的情況下TOPSwitch—GX 內部集成MOS管的漏極電壓不超過700V；光耦LTV817和穩壓二極體（VR2～VR4）構成反饋電路，R6是光耦中LED的限流電阻，它還決定控制環路的增益，輸出電壓變化時則流過光耦中LED的電流相應變化，從而光送到晶元控制極C的電流也相應變化，晶元內部據此產么的PWM信號占空比發生變化最終使輸出電壓穩定；高頻變壓器T1的副邊輸出經過MURl640CT整流和C9，C10和C11濾波，再經過磁珠L1和C12濾掉開關雜訊後，得到輸出電壓；VD4和C14構成軟啟動電路。

2 高頻變壓器設計
對於PI公司的單片開關電源來說，高頻變壓器採用PI公司相關的開關電源計算機輔助設計軟體來設計。本方案採用的是PI Expert 7．0專家系統。圖2是用該軟體設計的變壓器的結構。

3 測試結果
該電源輸出功率為250W，效率至少為85％，負載調整率為±5％，紋波電壓峰一峰值小於100mV，空載功耗不大於1．4W。
本方案選用TOP249Y設計，輸出功率250W時工作於其上限功率，故要保持良好的散熱條件（晶元溫度要保持在110℃以下），也可用TOP250Y替換該元件。
4 結束語
單片開關電源具有單片集成化、最簡外圍電路、最佳性能指標、能以無工頻變壓器電器實現完全隔離等顯著優點，是我們設計290W以下開關電源的理想選擇。